高频变压器升压倍数不变的情况下，次级两个绕组的匝数和不变，即高频变压器不会因此增加容量和体积。高频变压器输出的是高压高频交流电，高频不可控整流器中的二极管须采用快速二极管。输出电压由多个电容器串联提供，每个电容器的耐压值降低了多倍，但电容器的选用仍要遵循容量小、耐压高的原则，容量小可使输出电压升压更快。
一种无超调且不影响快速性的升压方法。串联谐振电路中，电容电压与谐振电流需进行限制，以保护逆变器和高频不可控整流器中的开关管和二极管。在升压阶段，输出电压给定值并不直接为目标值，而是逐渐升高，收敛于目标值。输出电压给定值上升至目标值的95%之前，输出电压给定值以正向谐振状态使得输出电压升高的幅度上升，使之以最快的速度升高。此时，若是查表判断下一时刻为反向谐振状态强制为自由谐振状态，电容电压与谐振电流超过限定值，下一状态也强制为自由谐振状态。输出电压给定值达到目标值的95%以后，输出电压给定值以较小幅度上升，快速收敛到目标值，判定为自由谐振状态的情况强制为反向谐振，以保证整个电压上升过程输出电压无超调现象。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：逆变器的结构简单、控制策略容易实现，基于谐振软开关控制技术，可完全消除开关损耗，开关频率进一步提高，由于逆变器输出电平增加，对输出电压调节更加精细，使得输出电压波动更小、响应更快；为了适应所设计的逆变器输入电压模式，采用的工频整流器串联结构对串联电容组均压充电，保证了逆变器输入电压的稳定，而且工频整流器不需要对其输出电压调整，采用不可控整流器，简化了整个系统的控制复杂度；高频不可控整流器采用多级整流器串联方式，在各级整流器之间增加相同容量的电容，消除了高频不可控整流器的损耗，提高了整个系统的效率。
附图说明
当参考阅读下面的详细说明时，将更好地理解本发明的特征和优点，其中，在全部附图内，类似的字符表示类似的部分，其中：
图1为本领域已知的高压电源拓扑；
图2为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑，工频不可控整流器50采用工频变压器42次级两绕组分别整流，高频不可控整流60采用高频变压器44次级两绕组分别连接2级整流器，并串联在一起；
图3为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑，工频不可控整流器70采用2级整流器，高频不可控整流器80采用4级整流器；
图4为逆变器40的5种工作状态，1-逆变器40的输出电压，2-串联谐振电路的谐振电流。其中，I-2正向谐振，II-2反向谐振，III-自由谐振，IV-1正向谐振，V-1反向谐振；
图5为输出电压给定值的理想上升曲线，1-理想给定值上升曲线，2-仿真得到的高压直流电压输出曲线；
具体实施方式
如图1所示，本领域内公知的高频高压直流电源100的拓扑。高压直流电源100使用了三级功率电路，以将电网中的三相交流电压11转换为可调节的稳定高压直流电压17。电网的三相交流电压11经可控整流电路30，及较大容量的电解电容52，得到逆变器10的直流母线电压13。可控整流电路30采用PAM控制策略可根据输出的高压直流电压17连续地调节直流母线电压13。此处可控整流晶闸管是有开关损耗的，只是开关频率低，损耗很小。也正因为开关频率低，可控整流电路30的输出响应很慢，不易频繁调整输出直流母线电压13。
直流母线电压13到高频交流高压15是通过逆变器10、串联谐振电路和高频升压变压器26实现的。逆变器10由四个全控开关管各反并联一个二极管组成，外加电容22与变压器26的漏感组成串联谐振电路，如果漏感不够，可外加一个电感24。逆变器10输出的高频脉冲电压经串联谐振电路，输入到变压器26中的是正弦电压及电流，经过变压器26的升压作用就得到了高频交流电压15。逆变器10常采用PWM和PFM的控制策略，可连续跟踪输出电压17的变化，虽然采用了谐振软开关技术，在开关管开通时或关断时仍会产生一次开关损耗，较硬开关的损耗降低了一半以上。高压直流电源中的整流电路一般采用多级整流器20，可以使得整流二极管和电容的耐压值降低，体积减小。由于对高频交流电压15整流，多级整流器20采用快速整流二极管。此处的快速整流二极管并不是在电流过零点导通，各级整流电路依次导通，二极管会产生较大的开关损耗，使得高压直流电源100的整体效率降低。
如图2所示，根据本发明的一个实施例的高压直流电源200拓扑。逆变器40增加了一个全控开关管28，若开关管28断开，逆变器40的结构和逆变器10相同。直流母线电压23处增加一个电容组，采用两个电容组串联的方式。考虑到电容组36和38的均压充电，前端可采用变压器42、不可控整流器46和48实现。变压器42的初、次级绕组匝数比1:1，次级两个绕组，产生相同的电压经过不可控整流器46和48对两个电容组36和38充电，可保证串联电容组的均压充电。待充电完成，逆变器40开始工作，直流母线电压23无法调节。
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